SG  >> Vol. 9 No. 4 (August 2019)

    一种基于栅极控制的IGBT串连静态均压办法
    A Dynamic Voltage Equalization Method for Series IGBT Based on Gate Control

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作者:  

罗阳静宜,黄少锋,李轶凡,黄 罡:华北电力大年夜学电气与电子工程学院,北京

关键词:
IGBT静态均压密勒平台串连IGBT Dynamic Voltage Equalization Miller Platform Series Connected

摘要:

今朝单管绝缘栅双极型晶体管(IGBT)的耐压才能还缺乏以满足高电压大年夜功率整流器、逆变器、柔性输电等场合的需求。IGBT的串连应用是一种进步耐压才能的有效办法,处理均压成绩则是完成IGBT串连应用的关键。本文详细分析了IGBT静态关断过程,并结合关断过程对栅极驱动旌旗灯号延时招致的串连不均压机理停止了分析,在此基本上提出了一种基于栅极控制的IGBT串连静态均压控制办法,经过过程延长密勒平台和克制集射电压斜率完成串连静态均压,并给出了该办法的电路构造和任务道理。在MATLAB/SIMULINK平台仿真验证了该办法的有效性和可行性。

At present, the voltage withstanding capacity of single insulated gate bipolar transistor (IGBT) is not enough to meet the needs of high voltage and high power rectifier, inverters, flexible trans-mission and other occasions. Series use of IGBT is an effective way to improve the voltage with-standing ability. Solving the problem of voltage equalization is the key to realize series application of IGBT. In this paper, the dynamic switching process of IGBT is analyzed in detail, and the mecha-nism of series unbalanced voltage caused by the delay of gate driving signal is analyzed. Based on this, a grid-controlled IGBT series dynamic voltage balancing control method is proposed. The dynamic voltage balancing in series is realized by extending Miller platform and suppressing the slope of collector voltage. The circuit structure and the working principle are given. The simulation on MATLAB/SIMULINK platform verifies the validity and feasibility of this method.

1. 引言

今朝,单管IGBT的耐压才能还缺乏以满足高电压大年夜功率整流器、逆变器、柔性输电等场合的需求。IGBT串连应用是一种进步耐压才能的有效办法 [1] ,而串连应用过程当中,漏电流不分歧、开关特点不分歧、回路杂散电感差别、驱动旌旗灯号延迟等浩大身分会招致静态、静态不均压成绩 [2] ,这成了制约串连技巧生长的关键。个中,针对驱动旌旗灯号延迟的静态均压办法近年来遭到研究人员愈来愈多的看重 [3] 。

文献 [4] [5] [6] 提出的RCD无源缓冲法是指在每个IGBT上并联电容、电阻、半导体二极管或它们所组分解的电路,经过过程减小IGBT开关刹时电压的变更率达到均压的目标 [7] 。这类办法的均压后果由RCD元件的容量决定,且功耗与开关频率和任务电压等级成正比,是以在大年夜功率高压高频应用处合中其实不实用 [8] 。

文献 [9] 提出的变压器耦合同步法是将串连功率管的每路驱动旌旗灯号经过过程变压器耦合在一路,假设个中一路驱动旌旗灯号产生了延时,由于耦合变压器的存在,驱动电流依然分歧。如许包管了串连IGBT栅射极电容电压同步增长从而完成静态均压。这类办法请求磁路漏抗异常小,不然会惹起栅级震动。

文献 [10] 提出一种门极补偿均压战略,经过过程提取以后关断周期门极驱动旌旗灯号详细延时,鄙人一关断周期对驱动旌旗灯号停止补偿以达到均衡电压的目标。这类办法道理上应用以后关断周期的延时对鄙人一关断周期停止预估性补偿,其靠得住性有待进一步验证。

文献 [11] 提出一种自适应均压电路,经过过程静态均压电阻对IGBT端电压停止检测,电压超出预设限值后由RCD延时模块和三态门构成的时序控制电路对高电平驱动旌旗灯号停止延时控制,以此清除过电压。该办法经过过程克制过电压达到均压目标,但时序控制电路的调理才能取决于RCD元件参数容量,驱动旌旗灯号延迟较长时均压后果不敷幻想。

在此背景下,本文提出了一种基于栅极控制的IGBT串连静态均压办法,经过过程延长密勒平台、降低集射极电压斜率进步串连IGBT静态电压分歧性。较于文献 [9] ,门极控制回路杂散电感对该均压办法的影响小,不容易产生震动;较于文献 [10] ,该办法在以后关断周期电压不均衡时,停止即时的电压控制,靠得住性高;较于文献 [11] ,该办法的电压调理才能不依附于固定RCD元件容量,驱动旌旗灯号延迟较长时,均压后果好。

2. 串连IGBT静态不均压机理分析

IGBT串连应用过程当中,栅极驱动旌旗灯号延时招致的不均压成绩触及导通和关断两个静态过程。由于不均压机理类似,所以限于篇幅,本文以关断过程为主停止分析,照应地,所提出的控制办法异样实用于导经过过程程。

2.1. IGBT的关断过程

为了分析关断过程串连不均压机理,起首应对IGBT关断过程停止详细分析。

IGBT的关断过程可用图1(a)所示栅极等效电路停止分析。如图1(a)所示,RG表示栅极驱动电阻;VD表示栅极驱动电压;CGC、CGE、CCE分别表示栅极–集电极电容、栅极–发射极电容、集电极–发射极电容。个中,栅–集电容CGC又称为密勒电容 [12] 。

(a) 栅极等效电路 (b) 关断波形

Figure 1. Gate Equivalent Circuit and Turn-off Waveform

图1. 栅极等效电路和关断波形

图1(a)中的IGBT栅极等效电路,其关断波形如图1(b)所示,VGE表示栅极–发射极电压,VCE表示集电极–发射极电压,IC表示集电极电流。忽视IC敏捷降低招致的VCE电压尖峰,关断过程可简化为三个阶段:

阶段1(t0 − t1):t0时辰开端,驱动电压VD由正向偏置电压降低到反向偏置电压,栅–射电容CGE经过过程电阻RG停止放电,栅–射电压VGE随即降低,直到与密勒平台电压VM [12] 相等时,阶段1停止。在此时代,IGBT仍处于饱和区,电压VCE保持饱和导通压降不变,电流IC也不会随着栅射电压VGE降低而改变。

阶段2(t1 − t2):t1时辰开端,IGBT开端进入线性区,栅–射电压VGE保持密勒平台电压VM不变,集射电压VCE开端急剧降低,直到达到静态电压停止。之所以电压VGE在此时代保持不变,是由于栅射电容CGE在对栅极驱动电阻RG放电的同时遭到密勒电容CGC充电,充放电敏捷达到均衡后,栅射电压VGE将保持稳定不变,这一电压被成为密勒平台电压VM。根据文献 [13] ,密勒平台时代,IGBT集射电压斜率 d V C E / d t 为,

d V C E d t = i G C G C = V D V M R G C G C (1)

个中VD为栅极驱动电压;VM为密勒平台电压;RG为栅极驱动电阻;CGC为密勒电容;iG为栅极驱动电流。

阶段3(t2 − t3):t2时辰开端,IGBT加入密勒平台,栅射电压VGE持续降低,外部MOSFET的沟道开端消掉,IGBT开端关断,集电极电流IC开端降低,随着栅射电压VGE进一步降低,沟道完全阻断,外部晶体管基极电流被切断,IGBT完全关断。

2.2. 驱动旌旗灯号延迟招致的串连不均压机理分析

以上IGBT关断过程当中,密勒平台阶段使得集射电压VCE从饱和导通压降快速上升到静态电压,是电压变更的静态过程,也是静态均压控制所重点存眷的阶段。多只串连IGBT停止关断时,影响各单管IGBT间集射极电压VCE静态均衡的重要身分是密勒平台的开端时辰和持续时间和集射电压斜率 d V C E / d t 。若串连IGBT间的各栅极驱动旌旗灯号出现非同步达到栅极,则各器件将会先落后入密勒平台,并不是同步停止密勒平台进入阶段3。关于提进步入密勒平台的IGBT,其集射电压VCE将提早降低,电压斜率 d V C E / d t 越大年夜,电压上升越快,与尚处于阶段1的IGBT间的电压掉衡就越严重。

3. 串连IGBT静态均压控制

基于上述分析,若对提进步入密勒平台的IGBT采取控制,降低集射电压VCE降低的斜率,并延长其密勒平台持续时间,使一切器件同步进入阶段3,则该IGBT与其他IGBT的集射电压静态分歧性将取得改良。由式(1)可以看出,影响电压斜率的身分包含VD、VM、RG和CGC,个中密勒平台电压VM和密勒电容CGC受多种身分影响,不容易控制,而栅极驱动电压VD和栅极驱动电阻RG属于外部参数,便利控制。下文提出一种均压控制办法,经过过程调理栅极驱动电压VD完成均压控制。

3.1. 串连IGBT静态均压控制电路

图2(a)为所提出的基于栅极控制的IGBT串连静态均压办法的构造框图,每单位IGBT的均压帮助电路由静态均压电路、监测发信电路和驱动控制模块构成。图中,R1、R2两只电阻串连后并接在IGBT两端,构成静态均压电路;齐纳二极管Z1和光耦D1串连后与R2电阻并联,构成监测发信电路,对IGBT的端电压停止监测并合时收回均压控制旌旗灯号;驱动控制模块作为IGBT的驱动电路,在关断过程当中出现电压掉衡时,以光耦D1收回的光旌旗灯号作为静态均压举措旌旗灯号Vi,对栅极驱动电压停止调剂从而控制端电压、完成静态电压均衡。

图2(b)为驱动控制模块的外部电路构造,输入驱动电压旌旗灯号VD由通断控制旌旗灯号Von-off和静态均压控制旌旗灯号Vi合营控制。

(a) 静态均压控制构造框图 (b) 驱动控制模块外部电路

Figure 2. Dynamic voltage balancing control structure and internal circuit of drive module

图2. 静态均压控制构造框图和驱动控制模块外部电路

3.2. 任务道理

为了详细分析串连IGBT静态均压过程,起首对IGBT驱动电路的任务道理停止分析。

图2(b)所示,忽视静态均压控制旌旗灯号Vi,受光三极管Q3处于关断状况,栅极驱动电压VD完全由通断控制旌旗灯号Von-off决定。当施加导通旌旗灯号(Von-off为高电平)时,光耦D流过电流,其输入端子随即导通,正电源+VCC、负电源−VCC对R2放电,三极管Q1因基极获得高电位+VCC而导通,正电源+VCC经过过程Q1、R6施加到栅极,栅极驱动电压VD = +VCC,IGBT导通。当施加关断旌旗灯号(Von-off为低电平)时,光耦D无电流流过、其输入端子呈关断状况,三极管Q2因基极经过过程R3、R2获得低电位−VCC而导通,负电源−VCC经过过程Q2、R5、R6施加到栅极,栅极驱动电压VD = −VCC,IGBT关断。

若IGBT串连模块关断过程当中,驱动电路出现时延,驱动电压VD由+VCC到−VCC的降低沿非同时达到每只IGBT的栅极,VD降低沿提早达到的IGBT将提进步入密勒平台,其端电压将提早降低,出现电压不均衡景象,最严重的情况下,该只IGBT将单独承全部静态电压。

增长均压帮助电路后,端电压VCE经静态均压电阻分压后按比例施加到齐纳二极管两端,一旦逾越由二极管击穿电压决定的门槛值,串连的光耦流过击穿电流收回静态均压控制旌旗灯号Vi,受光三极管Q3导通,三极管Q1因基极获得高电位+VCC而导通,正电源+VCC将施加到栅极,栅极驱动电压VD开端降低,电容CGE经过过程电阻RG的放电过程遭到克制进而和密勒电容的充电均衡关系将持续更久,是以密勒平台取得延长,有益于一切器件同步进入阶段3。另外,由式(1)可知,端电压斜率 d V C E / d t 将随VD降低而减小,VCE在上升过程当中遭到克制,从而降低与其他非提早关断IGBT端电压的差值。是以,全部非同步关断过程,由于关断旌旗灯号提早达到的IGBT密勒平台阶段取得延长、端电压斜率遭到克制,各器件间的端电压静态分歧性取得改良。

4. 仿真验证

为了验证所提办法的可行性和有效性,在matlab/simulink平台搭建了两管IGBT串连模型,如图3所示,直流电压VDC取300 V,并对驱动电压施加延时使串连IGBT间的各栅极驱动旌旗灯号非同步达到栅极。图4为仿真波形。

Figure 3. IGBT Series Dynamic Voltage Equalization Simulation Model

图3. IGBT串连静态均压仿真模型

图4(a)为采取均压控制时的IGBT端电压VCE波形,图4(b)是无均压电路时的端电压VCE波形,可以看出,增长了均压电路后,每关断瞬态时的不均压程度都遭到有效克制。对第一次关断过程停止分析,图4(c)为无均压电路时栅射电压VGE波形,VGE1、VGE2因驱动电压延时而非同步降低,IGBT1将先行关断。无均压电路时端电压波形如图4(d)所示,此时串连器件的均压后果不睬想,提早关断的IGBT1的端电压最高达到224.3 V,最大年夜斜率达到143 V/us。若定义端电压VCE与静态电压VDC/2的最大年夜差值百分比为电压不均衡度α%,那么未采取静态均压控制时,电压不均衡度α1%:

α 1 % = ( V C E 1 max 0.5 V D C ) / 0.5 V D C × 100 % = 49.5 % (2)

采取静态均压控制后的栅射电压VGE波形和端电压VCE波形如图4(e)、图4(f)所示,串连IGBT非同步关断过程当中,IGBT1的集射电压VCE1提早上升。当逾越门槛值Vref后,静态均压电路开端任务,VGE1密勒平台的持续时间约延长了0.37 us,端电压斜率降低到23 V/us,VCE1的峰值相较之前降到171.1 V。全部关断过程当中,电压不均衡度α2%:

α 2 % = ( V C E 2 m a x 0.5 V D C ) / 0.5 V D C × 100 % = 14.1 % (3)

可以看出,仿真成果与前述实际分析成果相吻合,静态均压帮助电路能有效地改良驱动旌旗灯号延迟招致的串连不均压景象。

(a) 均压控制后端电压VCE波形 (b) 无均压电路端电压VCE波形 (c) 无均压电路栅射电压VGE波形 (d) 无均压电路端电压VCE波形 (e) 均压控制后栅射电压VGE波形 (f) 均压控制后端电压VCE波形

Figure 4. Dynamic voltage equalization simulation waveform

图4. 静态均压仿真波形

5. 结语

本文详细分析了IGBT静态关断过程,并结合关断过程对栅极驱动旌旗灯号延时招致的串连不均压机理停止了分析,在此基本上提出了一种基于栅极控制的IGBT串连静态均压办法,给出了该办法的电路构造和任务道理。仿真数据注解,提出的均压控制办法将电压不均衡度从49.5%降低到14.1%,可以或许有效减轻串连IGBT非同步关断招致的电压不均衡程度,并且均压控制回路简单靠得住、易于完成。

文章援用:
罗阳静宜, 黄少锋, 李轶凡, 黄罡. 一种基于栅极控制的IGBT串连静态均压办法[J]. 智能电网, 2019, 9(4): 157-163. https://doi.org/10.12677/SG.2019.94017

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